Wetter - Satelliten - Empfänger

Empfängerbaugruppen

    Ich habe versuchsweise zwei Empfänger aufgebaut:
    einen Einfachsuper mit dem LM3189 (CA3189) (u.r.) und einen
    Doppelsuper mit dem MC3361 von MOTOROLA (u.l.).
    Gemeinsam haben beide Empfänger den PLL-Oszillator mit dem
    TSA6057 (o.l.).
    Vor-und Mischstufe sowie erste ZF-Stufe sind ebenfalls fast
    identisch.
    Zur Frequenzeinstellung und Kanalanzeige dient das Controllerboard
    (o.r.).
    Meine Schaltungen und Aufbauten sind Versuchsmuster, die      
    ständig verbessert werden. Natürlich bin ich bemüht, die Schaltbilder
    nach einer Änderung zu aktualisieren.
    Einige Bauelemente stammen teilweise aus meiner Bastelkiste, die
    ich schon sehr lange habe... D.h. dass einige Teile, wie die alten
     "Miniaturfilter" oder Keramiktrimmer käuflich nicht mehr erhältlich
    sind.
    Sollte ich eine Veröffentlichung beabsichtigen, werden die Layouts
    auf handelsübliche Bauelementen abgeändert und erprobt.


 

1. FM - Einfachsuper mit CA (LM) 3189

Der o.g. Begriff  "Einfachsuper" sagt aus, dass die Empfangsfrequenz im Empfänger nur einmal umgesetzt wird. Die Zwischenfrequenz ist durch das Quarzfilter auf 10,7 MHz festgelegt. Soll ein Satellit z.B. auf 137,5 MHz empfangen werden, muss der PLL-Oszillator auf 148,2 MHz oder auf 126,8 MHz schwingen. Durch die Überlagerung mit der Empfangsfrequenz wird die Differenzfrequenz von 10,7 MHz gebildet. In den vorgestellten Empfängern schwingt der PLL-Oszillator oberhalb der Empfangsfrequenz, also auf 148,2 MHz (148,2 MHz - 137,5 MHz = 10,7 MHz).

Das von der Antenne empfangene Satellitensignal gelangt über die Anzapfung an den Eingansschwingkreis, bestehend aus L1 und C1. L1 ist als liegende Luftspule ausgelegt. Mit dem Trimmkondensator C1 wird der Schwingkreis auf die Resonanzfrequenz von 137,5 MHz abgeglichen.
Die niederohmige Impedanz des Koachskabels der Antenne wird durch die Einkoppelung über die Anzapfung von L1 an den hochohmigen Eingang des Dualgate-MOSFET BF981 angepasst.
Diese speziell für den VHF- Bereich entwickelten unipolaren Transistoren verbessern durch ihr geringes Eigenrauschen den Signal-Rauschabstand erheblich. Die Verstärkung von T1 ist durch die Spannung am Gate 2 fest eingestellt. Eine Regelung ist nicht vorgesehen, da beim Empfang von Wettersatelliten keine zu hohe Signalstärken auftreten.

Nach der Verstärkung selektieren zwei weitere, kapazitiv gekoppelte Schwingkreise, bestehend aus L2/C3 und L3/C8, das Eingangssignal. Sie werden mit dem Aluminiumkern der Spulen auf  Resonanz bei 137,500 MHz abgeglichen. L2 dient außerdem zur Übertragung der Drainspannung für T1.
Zur Abschirmung verwende ich die Gehäuse alter "Miniaturfilter". L1 hätte ich auch im geschirmten Gehäuse unterbringen sollen. Ich hatte erhebliche Probleme mit parasitären Schwingungen. Die Maßnahmen, die zur Beseitigung notwendig waren, werden noch gesondert genannt.

Als Mischstufe wird wieder ein BF981 (T2) verwendet. Am Gate 1 liegt das verstärkte und
vorselektierte Empfangssignal an. Das von der  PLL kommende Oszillatorsignal liegt am Gate 2 an.
L4 bildet zusammen mit der Kapazität von Gate 2 einen breitbandigen  Transformationskreis für das Oszillatorsignal zur Anpassung an das Koachskabel.
Die Differenzfrequenz von 10,7 MHz erhält man am Drain. Das nachfolgende Quarzfilter muss eingangs- und ausgangsseitig definiert abgeschlossen werden. Hierzu dienen R7/R8 und C11/C13. Die Drossel L5 überträgt die Drainspannung für T2.
Die verwendeten Quarzfilter stammen aus ausgedienten Funkgeräten. Die Bandbreite beträgt 50 kHz. Somit können auch noch Signale mit geringen Frequenzversatz das Filter passieren.

Nach dem Quarzfilter folgt wieder eine mit dem BF981 aufgebaute rauscharme Verstärkerstufe.
In einem früher aufgebauten Versuchsmuster ohne diese Stufe, war die Empfindlichkeit zu gering. R11
schafft die für Gate 1 erforderliche Masseverbindung. Mit R9/R10 wird, wie in der Vorstufe, die
Verstärkung fest eingestellt. L6 ist ein  Spulenfilter das auf 10,7 MHz abgeglichen wird. Es überträgt
außerdem die Drainspannung für T3. Induktiv wird das ZF-Signal an den Eingang von IC1 angekoppelt.


IC1 ist der monolithische integrierte Schaltkreis LM3189, der alle Funktionen eines umfassenden FM-ZF-Systems erfasst.
Nebenstehendes Blockschaltbild zeigt den Aufbau.
Er enthält einen dreistufigen ZF-Verstärker mit Begrenzer und Leveldetektoren an jeder Stufe, die mit dem S-Meter-Verstärker verbunden sind. Der FM-Demodulator ist ein Dolby-Balance-Quadratur-Detektor.
Audioverstärker sind für die optional anschließbare Rauschsperre und den NF-Ausgang vorhanden. Außerdem ist ein programmierbarer AFC-Verstärker integriert. 
Die Beschaltung des LM3189 entspricht der Applikation aus dem Datenblatt.
 

An den PAD's 9/10/11 der Empfängerplatine wird ein 10kΩ Potentiometer für die Einstellung der Lautstärke angeschlossen.

Dem folgt der NF-Verstärker mit dem IC LM386. Hierbei handelt es sich um einen integrierten Leistungsverstärker, der mit wenig Betriebsspannung arbeiten kann.
Seine Verstärkung ist intern auf 20 eingestellt, lässt sich aber über eine externe Reihenschaltung von Widerstand und Kondensator zwischen Pin 1
und 8 auf den Faktor 200 anheben.
Die Referenz des Einganges ist Masse und am Ausgang liegt die Hälfte der Betriebsspannung an. Diese Gleichspannung muss mit einem Elektrolytkondensator vom Ausgang entkoppelt werden.
Die Leistungsaufnahme im Ruhezustand beträgt 24 mW bei 6V Betriebsspannung. Deshalb ist der LM386 bestens für batteriebetriebene Geräte geeignet. Er benötigt wenig externe Bauelemente.
 

2. FM - Doppelsuper mit MC3361

Der MC3361 ist, im Gegensatz zum LM3189, ein Schmalband-FM-ZF-System. Um die im FM-Sprechfunk üblichen schmalen Bandbreiten mit geringen Aufwand zu erreichen, wird die erste ZF von 10,7 MHz in eine zweite, wesentlich tiefer liegende ZF um die 455 kHz, umgesetzt. Dazu gehören der Oszillator und die Mischstufe, die im IC integriert sind.
Im hier aufgebauten Versuchsmuster wurde ein Quarz von 10,245 MHz eingesetzt. 10,7 MHz - 10,245 MHz = 455 kHz.
Das Mischprodukt steht an Pin 3 zur Verfügung. Im Versuchsmuster wird dort über Koppelkondensatoren ein Spulenfilter FM115 angeschlossen. Da das kalte Ende der Spule mit Masse verbunden ist, muss der Koppelkondensator zur Entkopplung des Gleichspannungsanteils, der am Pin 3 anliegt, eingesetzt werden. Das selbe gilt für Pin 5. Normalerweise wird hier aber ein keramisches Filter verwendet (siehe Datenblatt). In diesem Fall sind keine Koppelkondensatoren erforderlich.
Weiterhin hat der MC3361 einen ZF-Verstärker mit Begrenzer, der das am Pin 5 zugeführte ZF-Signal verstärkt, bei Übersteuerung begrenzt und es an den Demodulator weiterleitet. Zur Demodulation wird ein Quadratur-Diskriminator verwendet. Störungen und Rauschen im NF-Signal können mit einem aktiven Filter unterdrückt werden. Die restlichen Rauschanteile im demodulierten NF-Signal  gehen auf den integrierten Squelch-Trigger. Setzt bei fehlenden Empfang das Rauschen ein, wird der Ausgang "Mute" (Pin 14) auf Low gesetzt. Dadurch wird die Stummschaltung eines nachfolgenden NF-Verstärkers ermöglicht. Der Squelch-Trigger hat auch einen zweiten invertierten Ausgang, der zur Ansteuerung einer optionalen Scanschaltung dient. Diese wird aktiv wenn kein Träger empfangen wird, also bei einsetzendem Rauschen und veranlasst, dass der PLL-Oszillator die einprogrammierten Kanäle solange durchschaltet, bis wieder ein Signal anliegt.
Ein weitere Besonderheit des MC3361 ist sein Betriebsspannungsbereich. Er arbeitet im Bereich von 2V bis 8V. Ich betreibe ihn mit 5V.
Bei 4V benötigt er lediglich 2,8 mA Ruhestrom.
Seine Eingangsempfindlichkeit beträgt -3dB = 2,6 µV.
Da, wie gesagt, im Datenblatt des MC3361 ein Keramikfilter für die 2. ZF vorgesehen ist, lötete ich spaßeshalber ein SFH455B, anstelle der Koppelkondensatoren des Spulenfilters ein und stellte eine bessere Empfindlichkeit des Empfängers fest.
Provisorien halten bekanntlich ewig und das SFH455B ist nach wie vor an diesem Platz (blaues Gehäuse über MC3361). Das daneben befindliche Spulenfilter darf auch bleiben, es ist aber nicht mehr angeschlossen.

Als NF-Verstärker dient wiederum ein LM386.

3. Universelle PLL mit dem TSA6057 von Philips

Der hier vorgestellte PLL-Oszillator  ist für das 2m-Band konzipiert. Er wird vom Controllerboard mit dem ATMEL- Mikrocontroller AT90S2313 über den I2C-Bus  angesteuert. Die Schaltung war ursprünglich für den TSA6060 konzipiert. Da es damit jedoch Probleme gab, hatte ich mit einer kleinen Schaltungsänderung auf den auf den TSA6057 umdisponiert. Er ist, wie im Bild rechts zu sehen, auf die Leiterseite gelötet. Links oben ist die Oszillatorspule, rechts oben der Trimmer für den PLL-Regelkreis. In der Mitte befindet sich der Trimmkondensator für den Referenzoszillator der PLL, darunter die Schwinkreisspule des Pufferverstärkers, dessen Ausgangsspannung mit dem Trimmer rechts unten eingestellt werden kann.

Der Abgleich erwies sich als kritisch: ohne Frequenzzähler geht nichts. Da mein Zähler nur bis 100 MHz geht, stellte ich die erste Frequenz der EEPROM- Tabelle im Kontrollempfänger ein. Wenn man aber überhaupt keinen Anhalt hat, wo man frequenzmäßig liegt und wie in meinem Fall, die Schwingkreiswerte noch nicht erprobt sind, schraubt man vergebens am Kern herum.

Dank Walters Zähler (DJ4KT) fand ich erstmal heraus dass ich mit max. 123 MHz total daneben lag. Nach 156,375 MHz hätte ich gemusst. Durch Ändern Parallelkapazität des Schwingkreises kam ich mit der Frequenz hoch. Ich ging um 20 MHz drüber, den Feinabgleich erledigte ich mit dem Ferritkern.

R 11 sollte auf ungefähr 9 Uhr stehen (entspricht ca 20 kΩ), sonst geht garnichts. An PIN 5 des TSA 6057 sollte ein ausreichender Oszillatorpegel anliegen (min 10mV lt. Hersteller)

Das Programm wurde von Ingo DH1AAD für den TSA6057 geschrieben und ist auf der FA-Website abrufbar

 

 

                                                                                                                            Gennach: 12.05.03